1、<p>　　本科畢業(yè)設計(論文)</p><p><b>　　（二零 屆）</b></p><p>　　變頻空調(diào)有源功率因數(shù)校正電路的設計</p><p>　　所在學院 </p><p>　　專業(yè)班級 電氣工程及其自動化 </p&

2、gt;<p>　　學生姓名 學號 </p><p>　　指導教師 職稱 </p><p>　　完成日期 年 月 </p><p><b>　　目錄</b></p><p>　　設

3、計總說明錯誤!未定義書簽。</p><p>　　introductionI</p><p>　　第1章 緒 論- 1 -</p><p>　　1.1 諧波電流對電網(wǎng)的危害- 1 -</p><p>　　1.2 功率因數(shù)校正(PFC)技術研究的意義- 2 -</p><p>　　1.3 功率因數(shù)校正技術的發(fā)展及

4、現(xiàn)狀- 3 -</p><p>　　第2章 功率因數(shù)校正技術- 5 -</p><p>　　2.1 功率因數(shù)及總諧波畸變的概念及描述- 5 -</p><p>　　2.2 無源功率因數(shù)校正技術- 6 -</p><p>　　2.3 有源功率因數(shù)校正(APFC)- 6 -</p><p>　　第3章 變頻空調(diào)A

5、PFC電路設計- 9 -</p><p>　　3.1 APFC電路控制方式設計選擇- 9 -</p><p>　　3.2 主電路設計- 12 -</p><p>　　3.21 輸入端保護電路設計- 12 -</p><p>　　3.22 高壓電容設計- 13 -</p><p>　　3.23 整流電路

6、設計- 13 -</p><p>　　3.24 電感的設計選擇- 14 -</p><p>　　3.25 功率二極管設計- 14 -</p><p>　　3.26 功率開關管設計- 15 -</p><p>　　3.27 輸出電容的設計- 16 -</p><p>　　3.3 控制電路設計- 17

7、-</p><p>　　3.31 控制芯片的選取- 17 -</p><p>　　3.32 控制芯片引腳描述- 18 -</p><p>　　3.33 器件參數(shù)選擇計算:- 19 -</p><p>　　3.34 軟啟動電路設計- 19 -</p><p>　　3.35 驅(qū)動電路設計- 20 -&l

8、t;/p><p>　　3.36 電流取樣電路設計- 21 -</p><p>　　3.37 前饋電壓端口設計- 22 -</p><p>　　3.38 電壓環(huán)設計- 22 -</p><p>　　3.39 電流環(huán)設計- 23 -</p><p>　　3.4 過流保護設計- 25 -</p>

9、<p>　　3.5 欠壓，過壓保護設計- 25 -</p><p>　　3.6 驅(qū)動電路設計- 26 -</p><p>　　第4章 BOOST型APFC電路基于MATLAB的仿真分析- 27 -</p><p>　　4.1 MATLAB功能介紹- 27 -</p><p>　　4.2 APFC仿真- 28 -<

10、/p><p>　　4.3 仿真結果分析- 31 -</p><p>　　第5章 總結與展望- 33 -</p><p>　　5.1 設計總結- 33 -</p><p>　　5.2 未來展望.- 33 -</p><p>　　致謝錯誤!未定義書簽。4</p><p>　　參考文獻- 3

11、4 -</p><p>　　附錄- 35 -6</p><p><b>　　摘要</b></p><p>　　近幾十年來，由于大功率電力電子裝置的廣泛應用，使公用電網(wǎng)受到諧波電流和諧波電壓的污染日益嚴重，功率因數(shù)低，電能利用率低。為了抑制電網(wǎng)的諧波，提高功率因數(shù)，人們通常采用無功補償、有源、無源濾波器等對電網(wǎng)環(huán)境進行改善。近年來，功率因數(shù)校正

12、技術作為抑制諧波電流，提高功率因數(shù)的行之有效的方法，備受人們的關注。在直流變頻空調(diào)中，其AC/DC變換大都采用二極管整流和大容量電容器組成的整流濾波單元與供電電網(wǎng)直接相連。其功率因數(shù)一般為0.7左右，同時輸入電流諧波大，特別是奇次諧波尤為突出。</p><p>　　本設計的目標為設計一個250W，電源功率因數(shù)能達到0.9以上的APFC電路，包括主電路，控制電路還有保護電路的設計，在參閱國內(nèi)外文獻的基礎上，參考了近

13、年來國內(nèi)外功率因數(shù)校正的發(fā)展狀況，簡要分析了無源功率因數(shù)與有源功率因數(shù)的優(yōu)、缺點，并詳細分析了有源功率因數(shù)校正的基本原理和控制方法。在通過對主電路拓撲與控制方法的優(yōu)、缺點比較后，選擇BOOST變換器作為主電路拓撲，采用基于平均電流控制的UCC3817控制器，設計了容量為250W的有源功率因數(shù)校正電路，計算分析了主電路的各個元器件的參數(shù)，主電路的保護電路的參數(shù)計算及各個元器件的選型，控制電流芯片的選擇，電壓電流采樣反饋電路的設計及參數(shù)計算

14、。并在MATLAB環(huán)境下對功率因數(shù)校正前、后的電路進行了仿真，通過仿真波形的分析和各個元件參數(shù)的分析設計，進一步驗證了本設計原理的正確性與準確性，并通過實驗，對變頻空調(diào)主板里面的有源功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)進行波形測試和元件參數(shù)校正，使得輸入電流波形接近正弦波，主板的EMI實驗符合國內(nèi)外相關的標準。本文功率因數(shù)校正電路的設計，使電路的功率因數(shù)得到了明顯的改善，達到了設計要求，同時電路的總諧波畸變因數(shù)控制在了一定的范</p><

15、;p>　　關鍵詞:有源功率因數(shù)校正;UCC3817;BOOST變換器;平均電流控制</p><p>　　introduction</p><p>　　The harmonic for voltage and current,lower Power factor and lower Power effieieney of Public Power system is serious i

16、nereasingly beeause of much big Power electronic equipment in resent years.Usually,reactive comPensation,filters for active and reactive were used to improved power system in order to control harmonic and imProve Power f

17、actor of Power system.But the Power factor correction technique is researeh beeause it is an effeetive method to control harmonic and imProve Powe rfactor by reee</p><p>　　The design target is design a 250w,

18、 the power factor is 0.99 APFC Circuit，including main circuit ,control circuit and protect circuit.The text refer to the domestic and international texts on the basis of the power factor in recent years and caused a brie

19、f analysis of development, the source of power factor and the source of power factor, faults, and detailed analysis of the power factor to the source of the basic principle and control.Through to the main circuits to con

20、trol the topology, shortc</p><p>　　Keywords:UCC3817,BOOST ,CURRENT CONTROL,THE AVERAGE第1章 緒 論</p><p>　　1.1諧波電流對電網(wǎng)的危害：</p><p>　　在人民日常生活中，一般的電源(如市電)要經(jīng)過轉換才能符合使用的需要。二十世紀八十年代以來，隨著電力電子技術的

21、不斷發(fā)展，越來越多的電力電子設備被廣泛應用到各種不同的領域，促進了國民經(jīng)濟建設。但是大功率電力電子裝置的使用以及各種非線性負載的增加，使電力系統(tǒng)波形畸變?nèi)找鎳乐?，公用電網(wǎng)受到諧波電流和諧波電壓的嚴重污染。大多數(shù)裝置功率因數(shù)低，致使電網(wǎng)中的諧波污染日益嚴重，并影響到供電質(zhì)量和用戶使用的安全性。伴隨著信息時代對電能質(zhì)量越來越高要求，電網(wǎng)諧波污染的治理越來越多的受到關注，特別是現(xiàn)在提倡“綠色電源”，要求裝置對電網(wǎng)無污染，主要包括諧波含量、功率

22、因數(shù)、波形畸變等。在直流變頻空調(diào)中，其AC/DC變換大都采用二極管整流和大容量電容器組成的整流濾波單元與供電電網(wǎng)直接相連。其功率因數(shù)一般為0.7左右，同時輸入電流諧波大，特別是奇次諧波尤為突出。解決這些問題的積極方法是采用功率因數(shù)校正(Powe:FactorCorrection，PFC)技術。因此，功率因數(shù)校正技術也日益成為研究熱點。</p><p>　　現(xiàn)在的電力系統(tǒng)中，大量使用整流電路給人們解決了很多問題，但

23、同時又引入了新的問題，其中最嚴重的問題就是使電網(wǎng)含有嚴重畸變的非正弦電流，這樣的諧波電流對電網(wǎng)有危害作用，使得輸入端的功率因數(shù)下降。從220V交流電網(wǎng)經(jīng)整流濾波后供給直流負載是電力電子技術及電子儀器中應用極為廣泛的一種基本變流技術。電子設備的整流部分常采用二極管橋式整流，電解電容進行輸入濾波，如圖1一1(a)所示。整流器一電容濾波電路是一種非線性元件和儲能元件的結合，因此，雖然輸入交流電壓ui。是正弦的，只在輸入電壓的峰值時才有輸入交流

24、電流Iin，它是一個時間很短、峰值很高的周期性尖峰電流，波形嚴重畸變，如圖1一1(b)所示。</p><p><b>　　圖1-1</b></p><p>　　由此可見，大量應用整流電路，會使電網(wǎng)供給的輸入電流嚴重畸變。對這種畸變的輸入電流進行傅立葉分析，把輸入電流用傅立葉級數(shù)分解可得如下表達式:</p><p>　　=I1sint+Isin3

25、+Isin5+… (1-1) </p><p>　　式中，I1為基波分量，I3、I5分別為三次和五次諧波分量。由于輸入電流是一個奇函數(shù)，所以，表達式中只有奇次諧波。由上面分析可知，輸入電流中除含有基波外，還含有豐富的奇次高次諧波分量，這些高次諧波倒流入電網(wǎng)，引起嚴重的

26、諧波“污染”，造成嚴重危害。其主要危害有：</p><p>　　1.由于電網(wǎng)主要是按基波設計的。由于LC元件的存在，雖然在基波時不會發(fā)生諧振，但在某個特定諧波時卻可能引起諧振，可能將諧波電流放大幾倍甚至數(shù)十倍，電網(wǎng)諧振引起設備過電壓，產(chǎn)生諧波過流，對設備造成危害。特別是對電容器和與之串聯(lián)的電抗器。其中，特別要注意的是，由于電容器是容性負載，能與電網(wǎng)上感性設備（其它設備主要是感性設備）配合，構成共振條件，又由于其大

27、小與諧波頻率成反比，因此，電容更容易吸收諧波共振電流，引起電容過載，造成電容損壞，或者熔絲熔斷。</p><p>　　2.使電網(wǎng)中的電氣設備產(chǎn)生額外的損耗（諧波功率），降低了設備的效率，同時諧波會影響設備的正常工作，例如變壓器局部嚴重過熱，電容器、電纜等設備過熱，電機產(chǎn)生機械振動等故障，絕緣部分老化、變質(zhì)，嚴重時候甚至設備損壞。 </p><p>　　3.導致繼電保護和自動裝置誤動或拒動，

28、造成不必要的損失，諧波會使電氣測量儀表測量不準確，造成計量誤差。</p><p>　　另外，諧波還會產(chǎn)生對設備附近的通信系統(tǒng)產(chǎn)生干擾等其他危害。</p><p>　　1.2功率因數(shù)校正(PFC)技術研究的意義</p><p>　　為了減小AC/DC變換電路輸入端諧波電流造成的噪聲和對電網(wǎng)產(chǎn)生的諧波“污染”，以保證電網(wǎng)供電質(zhì)量，提高電網(wǎng)的可靠性，同時也為了提高輸入端功

29、率因數(shù)，以達到節(jié)能的效果，必須限制AC/DC電路的輸入端諧波電流分量, 一些世界性的學術組織或國家己經(jīng)頒布或?qū)嵤┝艘恍┹斎腚娏髦C波限制標準，如IEC555-2、IEEE519、IEC10OO-3-2等。因此，使用功率因數(shù)校正(Powe Facto correction，PFC)技術把諧波污染控制在相應的標準要求范圍之內(nèi)以成為當務之急[2]。</p><p>　　進入二十一世紀，PFC技術的研究方興未艾，特別在我國

30、，對于這方面的要求和標準規(guī)范還不健全，選擇此課題研究的目的和意義具有如下幾點:</p><p>　　(1)開關電源功率因數(shù)校正技術作為電源的一門新興技術，它的作用和重要性己得到廣泛的認可，如何提高功率因數(shù)己成為當今電力電子界的研究熱點;</p><p>　　(2)提高功率因數(shù)是節(jié)省能源，提高電能質(zhì)量保證電力系統(tǒng)安全穩(wěn)定運行的要求;</p><p>　　(3)針對諧波

31、污染，國際上已制定了各種相關的標準和規(guī)定，以限制諧波的危害，</p><p>　　凈化電磁環(huán)境，如MIL-STD- 1399，BELLCO既001089，IEC555-2，IEEE519等，其中IEC555-2標準自1994年起在歐盟國家全面實施，所有不符合此標準的用電裝置不準在歐洲銷售。隨著這些標準的強制執(zhí)行，以及l(fā)C廠家的積極努力，推動了PFC技術的發(fā)展，在用電設備中采用PFC來提高功率因數(shù)，提高效率，減少了

32、電源整機成本，提高了可靠性，對于提高產(chǎn)品的競爭力具有十分重要的意義。</p><p>　　1.3功率因數(shù)校正技術的發(fā)展及現(xiàn)狀</p><p>　　傳統(tǒng)的功率因數(shù)概念是在線性負載(如電阻、電感等)條件下得到的，這時，交流電路中的電壓和電流為同頻率的正弦波，相位差為小，功率因數(shù)PF=cos中，由于最早使用大量交流電動機和各種電磁開關以及照明用電使用大量日光燈等感性負載產(chǎn)生電網(wǎng)諧波，才引起人們的

33、重視。當時對于功率因數(shù)校正技術的研究，人們通常在感性負載兩端并聯(lián)移相電容，用容性無功功率補償感性無功功率。</p><p>　　APFC 技術誕生于20世紀80年代,它采用高頻開關工作方式,具有體積小質(zhì)量輕、效率高、輸入功率因數(shù)接近于1等優(yōu)點。20世紀90年代是PFC技術大發(fā)展的階段,PFC技術的理論日趨完善, 校正技術與軟開關技術相結合,進一步提高PF電路的性能,國外開始了基于脈沖寬度調(diào)制整流器的交流傳動應用系

34、統(tǒng)研究, 即雙PWM 變頻調(diào)速系統(tǒng)的研究,并且已有雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)產(chǎn)品問世。特別是近幾年, ABB羅克韋爾、GE、富士電機等公司相繼都有產(chǎn)品問世, 其中 GE公司的 INNOVATIN 系列中壓變頻器在四象限運行方面比較領先,且在工程中運用的 項目較 多。雙 PWM 結構的四象限變頻器推出較早,在可逆系統(tǒng)中應用較多。前的PFC技術,目對于小容量系統(tǒng), 一般采用單相APFC電路,其在電路拓撲和控制技術方面的發(fā)展 都比較成熟, 已經(jīng)出現(xiàn)

35、了各種商業(yè)化的專用控制芯片,如 UC3852PFC集成控 制器; 對于大容量系統(tǒng), 三相六管高頻整流電路和三相多電平整流電路等高功率因數(shù)整流技術得到了廣泛的運用; 而對于 5 ~ 10 kVA的中等容量系統(tǒng), 如果沿用大容量系統(tǒng)中的高頻整流等技術,則實現(xiàn)復雜, 成本較高,</p><p>　　我國盡管PFC技術研究起步較晚，目前仍取得不少進展。1994年有關學會組織了PFC技術的專題研討會。小功率帶PFC的開關電

36、源也開始進入實用階段，其PF值達到0.99，THD 8%。我國從 1994年3月開始執(zhí)行國家標準 GB/T14549-93《電能質(zhì)量，公用電網(wǎng)諧波》。</p><p>　　通過幾十年的發(fā)展，功率因數(shù)校正技術的主電路拓撲不斷改進，功率因數(shù)校正技術中的硬開關技術和單相功率因數(shù)校正技術已經(jīng)日漸成熟，并被人們廣泛應用于生產(chǎn)實踐，取得了理想的效果。所以，近幾年來功率因數(shù)校正技術的研究熱點和重點主要集中在以下幾個方面:新拓撲

37、的提出，軟開關技術的應用，三相功率因數(shù)校正技術的研究以及控制方法的提出。</p><p>　　第2章 功率因數(shù)校正技術</p><p>　　2.1 功率因數(shù)總諧波畸變的概念及描述</p><p>　　在AC/DC整流電路中，功率因數(shù)(PF)定義為有功功率(P)與視在功率(s)的比值，用公式表示為</p><p>　　PF===cos=cos

38、 （2-1）</p><p>　　式中，I1表示交流輸入市電的基波電流有效值;Irms表示交流輸入市電電流的有效值;表示交流輸入市電電流的波形畸變因數(shù);cos表示交流輸入市電的基波電壓和基波電流的相位因數(shù)。</p><p>　　電流的總諧波畸變因數(shù)(THD)可表示為：</p><p>　　THD==

39、=*100% (2-2)</p><p>　　=== (2-3) </p><p>　　PF=cos=cos=cos (2-4)

40、 </p&

41、gt;<p>　　由上式可以看出，當交流輸入市電的電壓、電流同頻和同相位時，即cos=1，功率因數(shù)只與總諧波畸變因數(shù)有關。所以，控制交流市電輸入電流的諧波有助于改善電路的功率因數(shù)，減小對電網(wǎng)的諧波污染。</p><p>　　目前，通常采用功率因數(shù)校正技術來改善開關整流電路的功率因數(shù)，具體可以通過兩個途徑來實現(xiàn)：</p><p>　　(l)使輸入電壓、輸入電流同相位，此時cos

42、=1，PF=。</p><p>　　使輸入電流正弦化，即諧波為零，=1，即PF=1，從而實現(xiàn)功率因數(shù)校正。</p><p>　　2.2 無源功率因素校正技術</p><p>　　PFC技術根據(jù)是否采用有源器件可以分為無源PFC(PassivePFC)技術和有源PFC(ActivePFc)技術。無源PFC是采用無源器件(如電感和電容組成的諧振濾波器)實現(xiàn)PFC功能(圖

43、2-1);有源PFC技術采用了有源器件(如開關管和控制電路)實現(xiàn)PFC功能。</p><p>　　最早的PFC技術是采用電感和電容構成的無源網(wǎng)絡進行功率因數(shù)校正，即采用無源元件L、C和二極管組成的網(wǎng)絡，來延緩MOSFET的du/dr和二極管的di/dr，從而減小開通損耗和反向恢復損耗，來改善輸入功率因數(shù)。典型的無源功率因數(shù)校正電路如圖2-1所，無源功率因數(shù)校正常采用無源元件L、C組成低通、帶通濾波器，工作在交流市

44、電工作頻率(50~60Hz)，將輸入電流波形進行相移和整形。采用這種方法，可以使PF達0.9以上。但由于工作在市電工作頻率，L、C元件的體積比較大，因而組成的無源功率因數(shù)校正電路部分的體積比較大。L、C無源功率因數(shù)校正具有結構簡單的優(yōu)點，但是它的補償特性易受電網(wǎng)阻抗、負載特性的影響，并且會由于和電網(wǎng)阻抗發(fā)生諧振而造成電路元件的損壞，不能對諧波和無功功率因數(shù)實現(xiàn)動態(tài)補償。</p><p>　　2-1無源功率因數(shù)校正

45、電路</p><p>　　2-2無源功率因數(shù)校正電路電壓電流波形</p><p>　　2.3 有源功率因數(shù)校正(APFC)</p><p>　　有源功率因數(shù)校正(APFC)技術是在整流橋和負載之間接入一個DC/DC變換器，采用電流反饋技術使輸入端電流跟蹤交流輸入的正弦電壓波形，其輸入電流THD可以降到5%以下，而功率因數(shù)可提高到0.99以上。其基本工作原理是通過控

46、制電路強迫交流輸入電流波形跟蹤交流輸入電壓波形，從而實現(xiàn)交流輸入電流波形正弦化，并與交流輸入電壓波形同步，其作用相當于一個純電阻。由于采用了有源器件如MOSFET等，因而稱之為有源功率因數(shù)正[5]。</p><p>　　有源功率因數(shù)校正(APFC)與其它轉換式電源一樣，是通過脈寬調(diào)制來實現(xiàn)的。單相APFC電路可以采用多種拓撲結構實現(xiàn)，如升壓、降壓等。有源功率因數(shù)校正電路主拓撲及比較：</p><

47、;p>　　2-3 降壓式(BUCK)</p><p>　　2-4 升一降壓(BOOST一BUCK)</p><p>　　2-5 升壓電路（BOOST）</p><p>　　(l)降壓式(BUCK)PFC，噪聲(紋波)大，濾波困難，開關管上電壓應力大。</p><p>　　(2)升一降壓(BOOST一BUCK)PFC，需用兩個電子開

48、關，電路比較復雜，采用比較少。</p><p>　　(3)升壓電路（BOOST）結構簡單，控制器容易實現(xiàn)；且輸入電流連續(xù)，傳導噪聲較小。因此通常采用升壓拓撲結構構建單相PFC其結構通常是在橋式整流之后增加一個升壓電路，通過功率開關元件的開關作用，使輸入的電流變成與電網(wǎng)電壓幾乎完全同相的正弦波，電流畸變率降到5％以下，功率因數(shù)提高到0.99或更高。本設計采用有源功率因數(shù)校正(Active Power Factor

49、Corrector，APFC)芯片UCC3817,主要是在整流濾波和DC/DC功率級之間串入一個有源PFC作為前置級可將電源的輸入電流變換為與輸入市電同相位的正弦波，從而提高電器設備的功率因數(shù)，減少對電網(wǎng)的諧波污染，實現(xiàn)DC/DC級輸入的預穩(wěn)，用作PFC電路的功率級基本上是升壓型Boost變換器，它具有效率高、電路簡單、適用電源功率高等優(yōu)點，可將功率因數(shù)提高到O．99以上</p><p>　　第3章 變頻空調(diào)AP

50、FC電路設計</p><p>　　3.1 APFC電路控制方式設計選擇</p><p>　　為設計一個250W，電源功率因數(shù)能達到0.9以上的APFC電路,需要對不同結構的APFC電路進行選擇根據(jù)APFC電路輸入檢測和控制方式的不同，用升壓變換器構成的APFC電路（圖3-1）可分成：電感電流不連續(xù)模式(DCM)(圖3-2)工作和電感電流連續(xù)模式(CCM)(圖3-3)工作兩大類。CCM模式

51、：輸入電流和輸出電壓的紋波都比較小，但控制復雜，開關損耗較大，制作成本也比較高，一般適用于大功率，大電流的產(chǎn)品中。DCM模式的缺點：輸入電流的紋波比較大，因而開關損耗很大，使開關的使用壽命降低；輸出電壓的紋波也比較大，對負載有一定的影響，一般只適用與對功率因數(shù)要求不高，功率較小的場合[13]。</p><p>　　1.在CCM模式下常用的控制方法有三種，即峰值電流型控制、滯環(huán)電流型控制和平均電流型控制[6]。&l

52、t;/p><p>　　(1)電流峰值控制(圖3-4)</p><p>　　電流峰值控制是指電感(輸入)電流的峰值包絡線跟蹤輸入電壓Uoc的波形，使輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦波。該控制方法中檢測的電流是流過開關管中的電流，用于40 W至300 W電路中。</p><p>　　(2)電流滯環(huán)控制電流滯環(huán)法控制(圖3-5)</p><p>　

53、　電流滯環(huán)控制電流滯環(huán)法控制與電流峰值法控制的差別只是前者檢測的電流是電感電流，并且控制電路中多了一個滯環(huán)邏輯控制器。邏輯控制器的特性和繼電器特性一樣，有一個電流滯環(huán)帶。所檢測的輸入電壓經(jīng)分壓后，產(chǎn)生兩個基準電流:上限與下限值。當電感電流達基準下限值imin。時，開關管導通，電感電流上升，當電感電流達基準上限值imax時，開關管關斷，電感電流下降。開關頻率要求高，開關損耗大。</p><p>　　(3)平均電流型

54、控制(圖3-6)</p><p>　　平均電流型控制以整流器輸出電壓和電壓環(huán)的誤差放大電器輸出電壓為電流內(nèi)環(huán)的基準輸入，反饋輸入電流信號可通過回路中的取樣電阻直接檢測，與電流基準信號運算后，其高頻分量在電流誤差放大環(huán)節(jié)被平均化處理。放大的平均電流誤差與一定振幅的鋸齒波比較后，決定了功率開關驅(qū)動信號的占空比。于是，電流環(huán)調(diào)整輸入電流的平均值，使與整流器輸入電壓同相位，并且為正弦波。電壓環(huán)的控制使升壓電路的輸出電壓恒

55、定，對后級起到預穩(wěn)壓的作用。在平均電流型控制模式下，工頻輸入電流的瞬時值是高頻電流的平均值。由于電流誤差放大器的存在，電感電流峰值和平均值的誤差很小，這個平均值和輸入電壓的關系是線性的，因此容易獲得良好的諧波抑制效果。而且，由于誤差電壓是和一個較大振幅的鋸齒波相比較，提高了系統(tǒng)的噪聲容限。即使在極低的負載時，電路工作在CCM模式，電流誤差放大器高的增益也能使占空比在大范圍內(nèi)變化，保持電感平均電流和輸入電源電壓的線性對應關系，頻率固定，用

56、在300W以上負載。</p><p>　　3-1 BOOST-APFC 原理圖</p><p><b>　　3-2 電流斷續(xù)</b></p><p><b>　　3-3 電流連續(xù)</b></p><p>　　圖3-4峰值電流控制模式</p><p>　　圖3-5滯環(huán)電流控

57、制模式</p><p>　　圖3-6 平均電流控模式</p><p>　　2功率因數(shù)校正方法比較（表3-1）</p><p><b>　　表3-1</b></p><p>　　通過以上的介紹，對不同的功率因數(shù)校正方法已經(jīng)有了一個比較完整的認識，為了選擇一種功率因數(shù)校正方法，適用于中、高功率，且功率因數(shù)要求比較高，諧波要

58、求比較嚴格的場合，我們勢必要選擇一種相比較其他校正方法，更為優(yōu)秀的功率因數(shù)校正方法。在前面的分析中，我們對有源功率因數(shù)校正技術的主要控制方法做了詳細的分析，從而本文也將采用平均電流控制方法，利用目前市面上的集成電路UCC3817設計電路，達到對功率因數(shù)校正的目的。</p><p><b>　　3.2主電路設計</b></p><p>　　3.21輸入端保護電路設計&l

59、t;/p><p><b>　　圖3-7 保護電路</b></p><p>　　3A保險管F1及壓敏電阻R22，壓敏電阻的耐壓值為270V，符合設計要求，壓敏電阻的結構就象兩個特性一致的背靠背聯(lián)接的穩(wěn)壓管，其性質(zhì)基本相同。壓敏電阻的主要特性是，當兩端所加電壓在標稱額定值以內(nèi)時，它的電阻值幾乎為無窮大，處于高阻狀況，其漏電流<50微安，當它兩端的電壓稍微超過額定電壓時，

60、其電阻值急劇下降，立即處于導通狀況，工作電流增加幾個數(shù)量級，反應時間僅在毫微秒級，所以當過壓的時候，壓敏電阻將短路，接著保險管F1熔斷，如果電壓沒有超過270V，但電流超過3A，保險管也會熔斷，保護電路。</p><p>　　3.22高壓電容設計</p><p><b>　　圖 3-8高壓電容</b></p><p>　　電容C13,C14分別

61、選用600V,0.47uF和400V，0.01uF無極性電容，主要是為了濾除開關管工作產(chǎn)生的震蕩電流對電網(wǎng)的污染，減少諧波污染。</p><p>　　3.23整流電路設計</p><p><b>　　圖 3-9整流電路</b></p><p>　　整流橋選用RS808橋堆，RS808最大電流為8A，電壓800V，而對于220V的電網(wǎng)電壓經(jīng)過整流

62、橋整流，電壓峰值為V,遠遠小于800V,而電路的最大電流為4A,因此其參數(shù)符合設計要求，并留有很大的裕度，確保器件安全。</p><p>　　3.24電感的設計選擇</p><p>　　圖3-10 電感電路</p><p>　　影響電壓峰值的占空比有以下三個因素：第一，PFC電路的輸入電流含有大量的高頻紋波電流。輸入電流的紋波過高會增加輸入濾波器的負擔。第二，由于

63、高頻紋波電流疊加在電感電流上，所以功率器件的容量是峰值電感電流加上二分之一的紋波電流峰峰值。</p><p>　　第三，過小的電感值容易使PFC電路電感流在不連續(xù)狀態(tài)下工作?？紤]上面三個因素，首先計算在最低輸入電壓峰值，最大占空比時最小電感量。</p><p>　　升壓電感的計算公式: LBOOST= (3-1)

64、 ：交流輸入的最小電壓, </p><p>　　D:最大占空比0.688</p><p>　　

65、：電感的紋波電流(圖),限制在875mA</p><p>　　開關頻率100KHZ</p><p><b>　　=1mH</b></p><p>　　電感材料：磁粉心的飽和磁通密度高達10T（10000Gs）左右，在強磁場條件下，即工作在大電流時，磁心不易飽和。制作APFC電感，不用開氣隙，不會對電路產(chǎn)生電磁干擾（EMI）。而且由于其直流偏磁動

66、態(tài)線性相當好，通過設計計算可以精確地控制在額定電流時的電感值。恰當選擇磁心尺寸和線圈匝數(shù)，還能得到滿意的磁心損耗的結果。</p><p>　　3.25功率二極管設計</p><p>　　升壓二極管D1選用FR307，這是3A/1000V的超快恢復二極管，它的反向恢復時間為500ns。另外，啟動時為了保護升壓電感，并聯(lián)旁路二極管D2選用IN5408,可以承受1000V電壓，3A電流。選用超快

67、恢復二極管是為了防止開關管導通的時候，儲能電容對開關管反向充電，使開關管損耗增大。</p><p><b>　　圖3-11</b></p><p>　　3.26功率開關管設計</p><p>　　IRF840 MOSFET電力場效應晶體管在導通時只有一種極性的載流子(多數(shù)載流子)參與導電，是單極型晶體管。電力場效應晶體管是用柵極電壓來控制漏極電

68、流的，因此它的一個顯著特點是驅(qū)動電路簡單，驅(qū)動功率小。其第二個顯著特點是開關速度快，工作頻率高，電力MOSFET的工作頻率在下降時間主要由輸入回路時間常數(shù)決定。MOSFET的開關速度和其輸入電容的充放電有很大關系。使用者雖然無法降低Cin的值，但可以降低柵極驅(qū)動回路信號源內(nèi)阻Rs的值，從而減小柵極回路的充放電時間常數(shù)，加快開關速度。IRF 840為單極型器件，沒有少數(shù)載流子的存儲效應，輸入阻抗高，因而開關速度可以提高，驅(qū)動功率小，電路簡

69、單。但是，功率MOSFET的極間電容較大，因而工作速度和驅(qū)動源內(nèi)阻抗有關[7]。</p><p>　　IRF840管腳描述</p><p>　　G極為門極，輸入PWM控制脈沖</p><p><b>　　D極為漏極</b></p><p><b>　　S為源極</b></p><

70、p><b>　　主要參數(shù)：</b></p><p>　　Drain-Source Voltage：</p><p>　　Gate-Source Voltage: </p><p>　　Repetitive Avalanche Current:</p><p>　　Peak Diode Recovery dV/dt:

71、 dV/dt=3.5ns</p><p>　　主要特性曲線：（圖3-12）</p><p>　　圖3-12 特性曲線</p><p>　　從以上描述可以得出，IRF840最高耐壓500V，最高電流8A,二極管反向恢復時間3.5ns,完全符合本計要求。</p><p>　　3.27輸出電容的設計</p><p>　　圖

72、3-13 輸出電容電路</p><p>　　選擇輸出電容時要考慮到的因素有:開關頻率紋波電流、二次諧波紋波電流、直流輸出電壓、輸出電壓紋波、維持時間，流過輸出電容器的總電流是開關頻率紋波電流的有效值和線路電流的二次諧波，通常選擇長壽命、低漏阻、能耐較大紋波電流、且工作范圍較寬的鋁電解電容，耐壓的選擇應留有充分的余量，以避免超負荷工作。在選擇輸出電容時，輸出電壓的維持時間常常是最重要的因素。電容的維持時間是指在輸入

73、電源被關閉之后，輸出電壓仍然保持在規(guī)定范圍內(nèi)的時間長度。本設計就以維持時間的長短為基準，計算輸出電容值。維持時間是以下電參量的函數(shù):儲存在輸出電容器中的能量總和、負載功率、輸出電壓及能使負載工作的最小電壓。在規(guī)定范圍內(nèi)，電容的維持時間的典型值為15ms~45ms，本文取維持時間16ms，則最小電容值計算為:</p><p>　　= （3-2）</

74、p><p>　　其中，VO(min)為下一級負載允許的最低輸入電壓。對功率因數(shù)校正裝置來說，電容的選取一般按輸出功率的大小，每瓦約需0.5~2μF。250W為500μF，因此根據(jù)上述要求所選電容容量為兩個470μF，450V電容并聯(lián)，而且兩個電容并聯(lián)比單個同容量的電容有更寬的頻帶，諧振頻率更大，相應的寄生電感跟寄生電阻比單個電容小的多，大大減少了EMI。</p><p><b>　　

75、3.3控制電路設計</b></p><p>　　3.31控制芯片的選取:</p><p>　　UCC3817是APFC專用控制電路。該控制器采用平均電流型控制，控制精度高，開關噪聲低。當APFC電路輸入電壓在85~265V之間變化時，輸出電壓還可以保持穩(wěn)定，具有過電流，過電壓保護功能，軟啟動。因此也可作為AC／DC穩(wěn)壓電源。此外，由于UCC3817采用推挽輸出級，輸出電流可達1

76、A，因此輸出的PWM脈沖可直接驅(qū)動功率MOSFET管，功率因數(shù)達到0.99以上，THD<5%，適用于任何特性的開關器件。</p><p>　　UCC3817芯片集成電路的內(nèi)部結構如圖(3-14)所示，它為電源提供有源功率因數(shù)校正，還按正弦的電網(wǎng)電壓來鉗制非正弦的電流變化，能最佳的利用供電電流使電網(wǎng)電流失真最小。UCC3817主要包含了一個電壓放大器、一個模擬乘法器、一個電流放大器、一個恒頻脈寬調(diào)制(PWM)

77、。另外，UCC3817還包含了一個功率兼容的柵極驅(qū)動器、7.5V參考電壓、和過流比較器等等。</p><p>　　圖3-13 UCC3817內(nèi)部原理圖</p><p>　　圖3-14 UCC3817封裝圖</p><p>　　3.32控制芯片引腳描述</p><p>　　GND:參考地，所以芯片引腳的電壓都以此引腳為參考，VCC和VREF引腳

78、必須經(jīng)過1uf的陶瓷電容跟地連接。</p><p>　　PKLMT:過流保護引腳，當PKLMT引腳的電壓小于0V，芯片將自動關閉。</p><p>　　CAOUT:電流放大器的輸出端，此端口跟PWM比較器比較，產(chǎn)生校正脈沖，進行電流校正。</p><p>　　CAI:電流放大器的正向輸入端，進行母線電流采樣。乘法器從電流放大器的方向輸入端輸入，兩者產(chǎn)生電流校正信號。

79、</p><p>　　MOUT:乘法器的輸出端</p><p>　　IAC：參考電流輸入端，從整流橋輸出端引入饅頭波參考電流，IAC(max)=500uA</p><p>　　VAOUT:電壓放大器輸出端，內(nèi)部控制此端口的最大輸出為5.5V，防止電壓過沖</p><p>　　VFF:前饋電壓，V F F端電阻和電容構成低通濾波器</p&

80、gt;<p>　　VREF:參考電壓，電壓參考值為7.5V</p><p>　　OVP/EN:欠壓，過壓保護，端口電壓低于1.9V,芯片自動關閉欠壓保護，當端口電壓高于8.0V，芯片過壓保護</p><p>　　VSENSE:母線電壓輸出反饋端，輸出電壓穩(wěn)定是，此端口電壓為7.5V</p><p>　　RT:振蕩器電阻PWM振蕩頻率f=0.725/(R

81、T*CT) (3-4)</p><p>　　SS:芯片軟啟動，使PWM調(diào)制波慢慢上升，防止電壓過沖</p><p>　　CT:振蕩器電容PWM振蕩頻率f=0.725/(RT*CT) (3-5)</p><p>　　VCC:芯片電源,門檻電壓為16V</p><p>　　D

82、ROUT:PWM輸出端口,驅(qū)動端口,柵極連續(xù)驅(qū)動電流為0.2A，最大柵極驅(qū)動電流為1.2A,50%占空比時,輸出電流為1A。</p><p>　　3.33 器件參數(shù)選擇計算:</p><p>　　1.開關頻率的設計選擇</p><p>　　開關頻率高可以減小功率電路的體積和重量，并使系統(tǒng)動態(tài)響應加快，減小電流的失真與畸變。另一方面，在開關高頻率工作的同時，由于開關管

83、和二極管工作在硬開關狀態(tài)，頻率越高損耗越大，電路的效率就越低。且隨著頻率的提高，有些器件已經(jīng)不能看作是集總參數(shù)元件，必須看作分布參數(shù)器件，作為電路的假設條件已經(jīng)不能滿足，電路問題轉換為電磁場問題，甚至在某些頻段出現(xiàn)不需要的振蕩，從這種角度考慮，選擇的頻率要低一些。在大多數(shù)情況下，開關頻率選擇在20～300kHz之間，都是可行的折中范圍。綜合考慮上述因素，變換器的開關頻率選為100kHz。</p><p>　　3.

84、34.軟啟動電路設計</p><p>　　UCC3817具有軟啟動的功能，即脈寬調(diào)節(jié)器的輸出脈寬從零開始逐漸增至最大值，以減小啟動時輸出電壓過沖。通過在芯片的軟啟動端接入電容實現(xiàn)，軟啟動時間可通過軟啟動電容C4設置</p><p>　　軟啟動公式為：= (3-6)</p><p>　　圖3-15 軟啟動電容C4設計&

85、lt;/p><p>　　本文中軟啟動電容為0.01μF,軟啟動時間為7.5ms</p><p>　　3.35驅(qū)動電路設計</p><p>　　圖3-16 驅(qū)動電路設計</p><p>　　MOSFET柵極驅(qū)動電路設計得是否合理直接決定變換器的性能。UCC3817柵極連續(xù)驅(qū)動電流為0.2A，最大柵極驅(qū)動電流為1.2A。因此在中小功率的PFC應用中，

86、UCC3817自身的驅(qū)動能力足夠了無需再加驅(qū)動電路。</p><p>　　3.36.電流取樣電路設計</p><p>　　圖3-17 電流采樣電路</p><p>　　通常有兩種方法檢測電流的方法，一種是在變換器接地線返回端串聯(lián)一個取樣電阻來檢測輸入電流;另一種是采用電流互感器。但是由于采用取樣電阻檢測輸入電流要比電流互感器成本低，它主要使用于功率和輸入電流較小的場

87、合。故本設計選用此方法來檢測輸入電流。電流取樣電阻R14壓降作為輸入電流取樣信號，通過電流環(huán)節(jié)的調(diào)節(jié)，使輸入電流波形成正弦波。電流取樣電阻R14上的電壓的典型值為1V.電路最大電流值I設置為4A，阻值計算:</p><p>　　= （3-7）</p><p><b>

88、　　得R14=0.25</b></p><p><b>　　8.乘法器參數(shù)設計</b></p><p>　　乘法器的輸出作為電流環(huán)調(diào)節(jié)器的輸入，控制輸入電流以得到高的功率因數(shù)，起輸出表達式：=* （3-8）

89、 </p><p><b>　　其中K=1/V</b></p><p>　　為乘法器輸出信號，為電流信號輸入，為電壓誤差放大器輸出信號，為前饋電壓信號。</p><p>　　電源電壓輸入范圍為85V~265V，=500uA （3-9）</p><p>

90、;　　=750K,用兩個383k的1/4W的電阻串聯(lián)代替,R13=R21=383k</p><p>　　前饋電壓=5V，=5V</p><p>　　=315uA,= (3-10)</p><p>　　=7.5V,算得=3.91K,取4.02K,R9=4.02k</p><p>　　

91、3.37前饋電壓端口設計</p><p>　　圖3-18 前饋電壓端口</p><p>　　端電阻和電容構成低通濾波器，VFF將，2：1鏡像，VFF端的電流峰值為250,電流有效值為，輸出端電流為90%的電流有效值：</p><p>　　0.9*=160uA

92、 (3-11) </p><p>　　乘法器輸入端電流電阻: ==30K</p><p>　　乘法器輸入端電流電容: ==2.2U

93、F （3-12）</p><p><b>　　3.38電壓環(huán)設計</b></p><p>　　電壓環(huán)（圖3-19）開環(huán)是一階積分系統(tǒng)，為了減少二次紋波電流引起的畸變，電壓放大器需要引入一個極點給予補償，以減小紋波電壓的幅度并提供90度的相移。當頻率大于極點頻率時，輸出紋波電壓和電壓調(diào)節(jié)器的增益：</p><p

94、>　　= (3-13)</p><p>　　= (3-14) </p><p>　　式中，為輸出電壓紋波，fR為線電壓頻率為120HZ,</p><p>　　為電壓環(huán)誤差放大器

95、輸出范圍,UCC3817為5V。按照3％的諧波畸變率（THD），有0.75的THD分配給這部分，也就是說電壓誤差放大器輸出端的紋波電壓應限制在1.5％。反饋電容：</p><p>　　= (3-15)</p><p>　　,或用兩個500K,1/4W的電阻串聯(lián),=150nf。</p><

96、p>　　電壓環(huán)最低截止頻率：</p><p>　　= (3-16)</p><p>　　此設計中=10HZ，反饋電阻：</p><p>　　= =100K (3-17)

97、 </p><p>　　= =2.2uf (3-18)</p><p>　　圖3-19 電壓放大器</p><p><b>　　3.39電流環(huán)設計</b></p><p>　　為了使電路穩(wěn)定工作，必須對電流環(huán)（圖3-20）路進行補償，

98、電流環(huán)的帶寬一般在幾千赫茲就已足夠，相角裕度為45°～70°。電流環(huán)的開環(huán)為一階積分系統(tǒng)。為使系統(tǒng)穩(wěn)定，必須對系統(tǒng)進行校正。電流調(diào)節(jié)器的零點不高于最大截止頻率，此時系統(tǒng)剛好有45°的相角裕量。為了消除系統(tǒng)在開關頻率處對噪聲的敏感度，應在電流調(diào)節(jié)器引入一極點。極點的頻率應為功率開關頻率的一半，當極點頻率大于功率開關頻率的一半時，極點對電流控制環(huán)的響應基本沒有影響。</p><p>　　

99、圖3-20電流放大器</p><p>　　開關頻率處的電源增益：</p><p>　　(s)= （3-20） 母線電流檢測電阻，0.25，5W</p><p

100、>　　Vp為振蕩器鋸齒波峰峰值，對UCC3817為4V</p><p>　　開關頻率處的電流誤差放大器增益：</p><p>　　===2.611 （3-21） </p&

101、gt;<p><b>　　反饋電阻 </b></p><p>　　電流放大器反饋電容的選擇:</p><p>　　= （3-22） </p><p>　　=

102、 （3-23）

103、 ,得</p><p>　　fc為電流環(huán)穿越頻率，等于開關頻率的1/10，為10KHZ。</p><p><b>　　,</b></p><p>　　在設計電流環(huán)時應使其具有以下性質(zhì)：</p><p>　　1）電流環(huán)開環(huán)為一階積分系統(tǒng)，應

104、有盡可能高的低頻增益</p><p><b>　　以減小穩(wěn)態(tài)誤差。</b></p><p>　　2）應有盡可能高的穿越頻率，以實現(xiàn)快速跟隨性能。</p><p>　　3）在開關頻率處應呈現(xiàn)衰減特性，以消除環(huán)路中的開關噪聲。</p><p>　　4）應有足夠的穩(wěn)定裕量，使系統(tǒng)有強的魯棒性。</p><p

105、><b>　　3.4過流保護設計</b></p><p>　　圖3-21 過流保護電路</p><p>　　圖中R11,R12為PKLMT端口的電阻，VREF參考電壓為7.5V,PKLMT端口的電壓,芯片進行過流保護。</p><p>　　假設R12測試點處的電壓為U,根據(jù)疊加原理，時，流過功率電阻R14的電流為4A,即本設計的過流保護電

106、流為4A.</p><p>　　3.5欠壓，過壓保護設計</p><p>　　圖3-22 欠壓過壓保護</p><p>　　當VOUT為DC385V時，端口OVP/EN的電壓值為</p><p>　　=*385V=7.2V （3-24）</p><p&

107、gt;　　小于過壓保護電壓值8V,單=8V時，輸出電壓為426V</p><p>　　當<1.9v時，欠壓保護，輸出電壓為101V.</p><p>　　當芯片OVP/EN端口電壓屬于過壓或欠壓保護范圍內(nèi)，芯片自動關斷。開關管不再起作用，起到保護電路作用。</p><p><b>　　3.6驅(qū)動電路設計</b></p>&l

108、t;p>　　圖3-23 驅(qū)動電路</p><p>　　驅(qū)動端口DRVOUT連續(xù)驅(qū)動電流為0.2A，最大驅(qū)動電流為1.2A,驅(qū)動電壓為VCC。D4為肖特基二級管IN5820作為Q1的過壓保護，IN5820的反向擊穿電壓為20V，最大反向電流為3A,方向恢復時間為3ns.R17為Q1的限流電阻，一般大于10即可，D9作為Q1電壓的泄放電路，使Q1里面的結電容迅速放電，達到迅速關斷的作用。</p>

109、<p>　　第4章 BOOST型APFC電路基于MATLAB的仿真分析</p><p>　　4.1 MATLAB介紹:</p><p>　　電力系統(tǒng)的動態(tài)仿真研究將不能在實驗室進行的電力系統(tǒng)運行模擬得以實現(xiàn)。在判定一個電力系統(tǒng)設計的可行性時，都可以首先在計算機上進行動態(tài)仿真研究，它的突出優(yōu)點是可行、簡便 、經(jīng)濟。</p><p>　　MATLAB經(jīng)過